zvs电路输入电压与什么有关系
ZVS输入电压过低会有什么后果(不起振等)?为什么？
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可能的问题:
1.那个大电流快恢复二极管H
功率MOSFET的开关损耗计算方式是什么？开关损耗的主要参数是什么？
回复:了解功率MOSFET的开关损耗
功率MOSFET管的栅极电荷特性表达了栅极电压和栅极电荷之间的关系，结合栅极电荷特性和漏极的导通特性可以直观形象地理解MOSFET的开关过程。通常，许多电子工程师都知道，由于米勒电容的影响，开关损耗发生在MOSFET的导通和关断期间。他们在选型时，会重点考虑功率MOSFET数据表中的Qg和Ciss参数，认为这两个因素主要影响开关损耗。本文将对开关损耗进行详细的分析和计算，并对功率MOSFET的开通过程和实际状态下的自然零电压关断过程进行讨论，以便电子工程师知道哪个参数起主导作用，更深入地了解MOSFET。
开关损耗
1.1导通期间的MOSFET开关损耗
功率MOSFET管的栅电荷特性如图1所示，可以在MOSFET数据表中找到，开通的工作过程可以参考相关文献。值得注意的是，后面的开通过程对应的是BUCK变换器上管的开通状态，下管在0电压开通，所以开关损耗很小，可以忽略不计。
在导通过程中，从时间t0开始，栅极和源极之间的电容开始充电，栅极电压开始上升，栅极电压为:。
其中，:τ(Rgron)●Ciss，VGS是PWM栅极驱动器的输出电压，ron是PWM栅极驱动器的内部串联导通电阻，Ciss是MOSF:。
:是VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t1。
:是VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2。
:是VGS在米勒平台的时间t3。
T3也可以通过以下公式计算:
1: MOSF: CISS 955 pf，Coss 145pF，Crss 112pF，Rg 0.50hm；当VGS 4.5V，QG9NC当VGS10V，Qg 17nC，Qgd 4.7nC，qgs3.4ncVGS5V和ID11.6A时，跨导gFS 19S；当VDSVGS和ID250uA，，vth2v当vgs VGS为4.5V和ID10A时，RDS(ON)RDS(ON)17.4兆欧
打开时的米勒平台电压Vgp:。
通过计算可以得到电感L 4.7uH，电感的峰峰值电流为1.454A，电感的谷值点电流为5.273A，峰值电流为6.727A因此可以用密勒平台电压VGP 2 5.273/19 2.278V来计算:。
在导通过程中产生开关损耗是:。
在导通过程中，Crss与米勒平台时间13成正比，可以得出米勒平台占导通损耗的84%，因此米勒电容Crss及其对应的Qgd对MOSFET的开关损耗起主导作用。Ciss Crss Cgs，Ciss对应的费用是Qg。对于两个不同的MOSFET和两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管，如果A管的CRS远大于B管，A管的开关损耗也可能大于B管..因此，在实际选择MOSFET管时，优先考虑米勒电容Crss的值。
降低驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但过高的开关速度会造成: vgp 26.727/19 2.354v..
关断过程中产生开关损耗是:。
当Crss一定时，Ciss越大，不仅会影响开关损耗，还会影响开通和关断延迟时间。开启延迟时间为图1中的t1和t2以及图2中的t8和t9。
产生开关损耗及其对开关过程的影响。
2.1 COSS引起的开关损耗
通常，当MOSFET关断时，Coss充电，能量将存储在电容Coss中。Coss还会影响MOSFET关断期间的电压上升速率dVDS/dt。Coss越大，DVD/dt、COSS越小，EMI也越小。反之，Coss越小，dVDS/dt越大，越容易引起EMI问题。
但是在硬开关的过程中，Coss不会太大，因为Coss中存储的能量会在MOSF:。
对于BUCK变换器，当它工作在连续模式时，MOSFET的电压就是它导通时的输入电源电压。在间歇模式下工作时，由于输出电感在输出电压附近振荡，Coss电压值就是导通瞬态时MOSF:间歇模式工作波形
1.2 Coss对切换过程的影响
图1中VDS的电压波形是基于理想状态的，这是通过工程简化来分析的。由于Coss，实际开关过程中的电压和电流波形与图1中的略有不同，如图3所示。以关机过程为例来说明。基于理想状态，以工程简化的认为VDS在t7周期内从最小值线性上升到输入电压，电流在18个周期内从最大值线性下降到零。
实际上，由于Coss的影响，大部分电流来自MOSFET。通过曹仁的流量很小，甚至可以忽略不计，所以曹仁的充电速度很慢，电流VDS的上升斜率也很慢。也可以理解为，由于Coss的存在，在关断过程中，由于电容电压不能突变，VDS的电压始终维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即零电压关断，功率损耗很小。
同样，在导通过程中，由于Coss的存在，电容电压可以 t突变，所以VDS的电压始终维持在高电压，实际功率损耗很大。
在理想的工程简化模式下，开通损耗和关断损耗基本相同，如图1阴影所示。实际状态下，关断损耗很小，导通损耗很大，如图3阴影所示。
图3:3:MOSFET开关期间的实际波形
从上面的分析可以看出，在实际状态下，Coss把大部分关断损耗转移到了导通损耗上，但是总的开关功率损耗基本相同。从图4中的波形可以看出，VDS的电压在米勒平台开始时上升非常缓慢，在米勒平台结束时开始快速上升。
图4:不连续模式切换过程中的波形
Coss或DS极的附加并联电容越大，MOSFET关断时就越接近理想ZVS。关断功率损耗越小，通过Coss转移到导通损耗的能量就越多。为了使MOSFET在整个开关周期内工作在ZVS，需要利用外部条件和电路特性实现导通过程中的ZVS。比如同步降压电路下侧的寄生二极管或肖特基二极管先导通，然后续流同步MOSFET导通，所以同步MOSFET零电压导通ZVS，其关断是自然的。因此，同步MOSFET的开关损耗非常小，几乎可以忽略不计。因此，同步MOSFET只有RDS(ON)引起的传导损耗，选择时只需考虑RDS(即可。
请注意，图1基于连续电流模式下获得的波形。对于断续模式，由于开通前的电流为0，所以除了Coss放电引起的功耗外，没有开关损耗，即断续模式下的开通损耗为0。但在实际检测中，仍然可以看出VGS在断续模式下存在米勒平台，这主要是由Coss的放电电流造成的。Coss放电快，持续时间短，所以电流下降很快。由于VGS和ID转移特性的约束，当电流突然减小时，VGS也会减小，在VGS波形前端的米勒平台处会产生一个坠坑，并伴有振荡。